Объясните мне про полевики

Наверное потомучто в производственных масштабах пять старушек - рубь. Либо сейчас ставят три в ТО-252, если не ошибаюсь, подтягивающий к +12 - один, а подтягивающих к земле - два в парралель. Причина банальна - на "земляных" больше мощность рассеивается.

да фиг там "два в параллель"....
по одному туда и сюда.
так ведь не только о данных матерях вопрос....

на интелах тоже парой ставят один поболе мощностью другой помене.
может разработчики так думают что, там где мощностью меньше ничего другого и не надо?
понятно что и в целях экономии ставят, что подешевле.
но мне-то от этого не легче. мне для того что бы чинить надо знать: чем это обусловлено больше: экономией или схемотехникой?
да и для ремонта тоже надо выянить, что б не раздувать закупочные позиции, можно ли ставить одинаковые, те что перекрывают по мощности бОльшие?
(найти бы ещё такие.....)

ШИМ там какой?

Посмотри по даташитам напряжение открывания вернего и нижнего ключа.
Могут быть в этом грабли.

марка ШИМа существенна?
на части матерей P24AD 5093MTC, на другой части связка из пары HIP6302CB и HIP6602BCB, на некоторых ISL6524, ISL6556.
не важно какой там шим - от выгорания полевиков тип ШИМа ну никак не спасает.
а вот если стоят мосфиты бОльшей мощности (в аналогах деталей указывал) от производителя при том же шиме, то всё прекрасно живёт.
поэтому я и пытаюсь подобрать выгорающим оптимальную замену, с трупов снимать уже нечего.....

да конечно не важно, если ампераж выше, даже лучше.
Я допустим не парюсь, ставлю что по току такое же и выше, иногда в клинических случаях меняю все (ну скажем в трехфазном шиме сдох один тр-р, меняю на каждую фазу соответствующий, если есть в наличии 3 штуки ), а так, в общем даже на сопротивление канала внимание не обращаю, раз ток держит, значит и сопротивление почти такое же. Емкость важнее, ИМХО.
Практика показывает, что в 99% случаев этого достаточно...

ну вот на интелах стоит пара FDU8896 (30v94a!, вот их бы где закупить..) и FDU6680 (30v46a) причём вертикально! без радиаторов! правда в ТО-251.. (ТО-251-ые корпуса прекрасно ложаться на место ТО-252-х..)
и всё работатет.

2 hairs and all.

У меня есть такое предложение - отбросив теории и высшую математику, взять и рассмотреть работу схемы по частям, подумав чего мы от неё требуем. Заодно и народ почитает и может чего спросит...

Для начала рассмотрим упрощённую схему понижающего стабилизатора.

Начнём с верхнего ключика...

У нас есть конденсатор фильтра, от которого и запитана нагрузка и цепь обратной связи по напряжению для ШИМ-контроллера, управляющим заряжающим наш фильтрующий конденсатор ключиком. В используемых сейчас ШИМ-контроллерах рабочая частота жёстко задана, что ограничивает возможную ширину интервала отпирания ключа. Также на время нахождения ключа в открытом состоянии влияет возможность драйвера изменить напряжение на управляющем электроде транзистора до величины, достаточной для устойчивого открывания. ШИМ-контроллер отпирает ключ. Если входная ёмкость транзистора будет велика, то заряжаться она будет долго, соответственно фронты тока через транзистор ключа будут затянуты - ток будет нарастать медленнее и медленнее заряжать нашу фильтрующую ёмкость. Также в этот переходный период наш транзистор будет нагреваться проходящим через его большое внутреннее сопротивление током. Это увеличит потери на транзисторе. Ключ открыт - идёт заряд фильтрующего конденсатора. Ток заряда зависит от напряжения питания, тока нагрузки, времени открытия ключа и его внутреннего сопротивления. Если внутреннее сопротивление ключа велико, то ШИМ-контроллер вынужден увеличивать время открытого состояния. Напряжение на фильтрующем конденсаторе достиго нужной величины. Теперь ШИМ-контроллер запирает транзистор. Драйверу опять нужно изменить напряжение на управляющем электроде транзистора. И опять он не может это сделать моментально за счёт входной ёмкости ключа... Спад тока через ключ затянут, растут потери на транзисторе ключа, напряжение на фильтрующей ёмкости увеличивается выше порогового. Драйвер запер ключ и теперь наш фильтрующий конденсатор разряжается током нагрузки... После падения напряжения на фильтрующем конденсаторе ниже порога срабатывания ШИМ-контроллера цикл повторяется.

Из вышеописанного можно сделать два вывода :
1. ключ в открытом состоянии должен иметь МИНИМАЛЬНОЕ внутреннее сопротивление.
2. входную ёмкость не более той, на которую расчитана нормальная работа драйвера ключа.

Если ёмкость будет выше, то будем иметь затянутые фронты и токовую перегрузку драйвера.

Если внутреннее сопротивление ключа в открытом состоянии будет большим, то мы будеи иметь - большое падение напряжения - увеличение выделяемой мощности - перегрев ключа. Одновременно нам потребуется большее время открытого состояния для заряда рабочей ёмкости - с учётом влияния входной ёмкости ШИМ-контроллер может выйти из нормального режима работы и войти во временной конфликт со своим внутренним задающим генератором - логические элементы не смогут сформировать требуемый по длительности интервал для управления драйвером. В добавок увеличение внутреннего сопротивления изменяет условие заряда-разряда входной ёмкости ключа.

Приплыли... #-o

С учётом запущенности ситуации объявляю перерыв на обсуждение и чтение книжек. В том числе и по работе транзисторов. Потом посмотрим работу нижнего ключа схемы. Хотя желающие могут и сами продолжить описание работы схемы. Вопросы будем решать по ходу обсуждения.

P.S. Надеюсь что нигде не наврал, хотя бы в пределах закона Ома и описания RC цепей...

P.P.S. Для упрощённой схемы Uн = Uп*G = Uп*tи/Т. Uн при этом будет сильно пульсирующим. Поэтому на практике применяют схему с индуктивным накопителем энергии - дросселем, который и поддерживает напряжение на фильтрующем конденсаторе, подзаряжая его током за счёт накопленной в магнитном поле энергии.

Для продолжения разговора вспомним о некоторых свойствах конденсатора и индуктивности. Конденсатор стремится сохранить величину напряжения на обкладках, а индуктивность - величину протекающего через неё тока.

Apple
Боюсь, что Ваше описание совершенно неверно.
Не видно никакой роли нижнего ключа и дросселя.
Если следовать Вашей теории, открытый верхний ключ подает 12в на конденсаторы по Vcore (обычно на 6.3в) - не настораживает?
Работа DC-DC преобразователей достаточно широко представлена даташитах и статьях - думаю лучше строить обсуждение на их основе.

2 GaRR
Не спешите.

2 All
А теперь, по просьбам трудящихся, перейдём к используемой на практике схеме импульсного стабилизатора. Рассмотрим работу однофазной схемы стабилизатора. Возьмём даташит на ISL6524 и посмотрим типовую схему включения (Fig.3.). (Рассмотрение частей, относящихся к линейным стабилизаторам 1,2В, 1,5В и 1,8В оставим за рамками данной темы. )

Входное напряжение стабилизатора (+5В) поступает на верхний ключ, потом на индуктивный накопитель Lout1 и фильтрующий конденсатор Cout1 и далее на выход. Имеется цепь обратной связи с фильтрующего конденсатора Cout1 на вход ОС FB и вход корректирующей ОС цепи COMP. Вход OCSET предназначен для сброса внутренней логики в исходное состояние при включении и защиты от К.З. в цепи нагрузки стабилизатора.

В первый момент времени верхний ключ Q1 открыт. К индуктивности Lout1 приложено напряжение U = Uin - ( Uout1 + Uq1), вызывающее появление в ней линейно-возрастающего тока , который создаёт в ней магнитное поле и одновременно заряжает Cout1. Когда напряжение на Cout1 достигает порога срабатывания ШИМ-контроллера, Q1 закрывается. При этом ток в индуктивности Lout1 прерваться не может за счёт накопленной в магнитном поле энергии. Для того, чтобы он не прерывался и продолжал заряжать Cout1 и открывается ключ Q2 (или диод). Когда ключ Q2 открыт, энергия, запасённая в магнитном поле Lout1 подзаряжает конденсатор Cout1. Ток в индуктивности Lout1 снижается, конденсатор Cout1 разряжается на нагрузку, выходное напряжение снижается до порога срабатывания ШИМ-контроллера и при его достижении цикл повторяется. По сравнению с рассмотренной ранее упрощённой схемой, в данном случае мы имеем меньшие пульсации выходного напряжения за счёт использования запасённой в Lout1 энергии.

Но имеем и свои недостатки - мы не можем позволить себе одновременное управление Q1 и Q2 из-за того, что при пересечении во времени их открытых состояний, через них будет протекать сквозной ток, шунтирующий цепь Lout1 и Cout1. Из-за неидеальности переключательной характеристики ключей - наличия фронтов и спадов тока - нам приходится формировать защитные временные интервалы, что приводит к соответствующему укорочению максимально возможной длительности открытого состояния ключей. Но тут мы имеем дополнительные неприятности со стороны индуктивности - при попытке оборвать текущий через неё ток, она резко увеличивает напряжение на своих выводах...

Вот тут и выявляются требования к Q2 -
1. малое внутреннее сопротивление в открытом состоянии для уменьшения потерь разряда запасённой в Lout1 энергии,
2. малая входная ёмкость для укорочения фронтов переключения и снижения нагрузки на драйвер,
3. увеличенное максимально-допустимое напряжение сток - исток в закрытом состоянии.

Вспомним некоторые особенности мощных полевых транзисторов:
1. Размещение на одном кристалле сотен и даже тысяч элементарных структур либо разветвлённую геометрию элементарной структуры с целью увеличения крутизны характеристики и максимально - допустимого тока стока - расплачиваемся большой входной ёмкостью.
2. Введение в область стока высокоомной области для увеличения максимально-допустимое напряжение сток - исток в закрытом состоянии - расплачиваемся увеличением внутреннего сопротивления в открытом состоянии.
3. Выход из строя при незначительных перегрузках по напряжению, особенно по пробойному напряжению затвора.
4. Зато имеем самоограничение тока стока при токовых перегрузках за счёт падения крутизны при нагреве.

P.S. К краткому описанию работы схемы добавлю несколько формул попроще.
- Для особо любознательных. (Остальные найдут сами )

Uout1 = Uin * G = Uin*tи / T , где tи - время открытого состояния Q1, Т - период частоты внутреннего генератора ШИМ-контроллера.

Пульсации выходного напряжения deltaUcout1 = G*(1-G)*Uin/8*Lout1*Cout1*F*F , где F - частота внутреннего генератора ШИМ-контроллера - Гц, Lout1 - Гн, Cout1 - Ф

Luot1 max = (1-G)Rнагр/2*F , где Rнагр -сопротивление нагрузки стабилизатора - Ом, Luot1 max - максимально допустимая величина индуктивности Luot1 - Гн.

Rout1 = G(Rlout1 + Rq1 + Ri) + (1-G)*(Rlout1 + Rq2) , где Rlout1 - сопротивление потерь Lout1 - Ом, Rq1 и Rq2 - внутренние сопротивления Q1 и Q2 в открытом состоянии - Ом, Ri - внутреннее сопротивление источника питания стабилизатора - Ом, Rout1 - выходное сопротивление стабилизатора - Ом.